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基于单电阻的变频压缩机相电流重构方法

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  • 发布时间:2014-11-10
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第4期 李 岳,等:基于单电阻的变频压缩机相电流重构方法 ·455·需要较大的PCB布板面积并造成-定的电路损耗n 。

而单电阻采样法则很好地解决了这些问题。因此单电阻采样法被广泛研究与应用。

压缩机电动机运行过程中,系统可以对直流母线电流进行检测 ,重构三相电流 ,来实现 电流闭环控制。Green 首次提出利用母线电流来重构电动机相电流波形。Lee等n 对单电阻电流重构技术进行了-系列的研究 ,并提出了PWM波移相的方法和电流观测器的方法。储剑波等人 提出了-种易于DSP实现的空间矢量移相方法。

本研究拟采用电流观测器的方法,通过对母线电流的采样值和相应的开关量进行分析计算,建立预测电流观测器,从而完成对三相相电流的重构 ,实现电机电流闭环控制。

1 永磁同步电机数学模型永磁同步电机在三相静止坐标系下定子绕组电压平衡方程如下b :fv.Ldi。/d 。e。

I,6Ldi /dt e (1) d /出 。十e式中: , , -三相坐标轴定子电压;R-三相绕阻;i。,屯,i -三相相电流;L-三相绕组的电感;e ,e ,e -电压反电动势。

通过Park变换可以将三相电流变换到同步旋转d-9坐标系上。三相电流不-定是对称的或平衡的,但是它们瞬时的矢量综合-定等于零,即i。i i 0,那么它们在静止坐标系(00)下,可以由下面的公式表示 :睛 - 1/2二2 单电阻采样电流原理及其难点分析本研究的控制对象为变频压缩机,实质是对永磁同步电机的控制 ,其控制方法为空间矢量电压法(sVPwM),其主要思想为:以三相对称正弦波电压供电式交流电动机的定子理想磁链圆为参考标准,以三相逆变器不同开关模式作适当的切换,从而形成PWM波,以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆 ]。

根据每相下桥臂 、 、 的开关状态,可以产生 6组基本 的非零空 间矢量 ,即 (001),v2(010),(011),v4(100),V(101),V6(110)和 2组 零 矢 量Vo(ooo),v7(111)n 。而 、 、 的开关状态与 、、 互补。单电阻相电流检测电路如图 1所示。在不同的非零空间矢量作用下逆变器的开关状态不同,直流母线电流对应的相电流也不同。研究者在使用非零的基本矢量时,通过采样母线电流 ,d 就可以根据公式 i。i i 0,通过逻辑分析分解出各相电流的值,从而完成对三相电流的重构。母线电流与三相电流之间的关系如表1所示。

controler图1 电流检测原理图表1 母线电流与电机三相电流的关系电压矢量 母线电流 (100) (1lO)v3(OLO) (011) (OO1)116(1O1)II7(111) (ooo) L。

I- O0以第1扇区为例,其SVPWM波形示意图如图2所示。参考电压矢量 由V1(100),V2(1lO),V7(111)和零矢量合成,采用中心对称模式,-个PWM周期被分为7个时间段。在l,7(111)和Vo(OOO)作用的3个时间段内,电阻中的电流为0。在其余的时间段,由于PWM为I II Ⅲ Ⅳ V Ⅵ Ⅶ -;J UADC CN图2 第 1扇区SVPWM波形示意图· 456 · 机 电 工 程 第 30卷中心对称模式,电阻中的电流是对称的。当V1(100)作用时,通过检测母线电流 ,d ,可以得到 i Id ,此时母线上的电流等于A相电流。同理,当V2(1lO)作用时,可以得到 C相的电流 i ,那么由i i i 0计算求得 -i -i 。

上述方法存在的局限性在于必须有-个最小时间量 来确保电阻上的电流被采样到,即:Tini Td (3)式 中 : -死区时间 ,避免上 、下桥臂同时导通 ;- 确保采样前母线电流完全建立需要的稳定时间,这段时间内还包括了IGBT的和驱动电路的延迟时间;Tad- D采样和保持时间。

如果减少了 、 和 ,那么PWM信号的持续时间将会减少。也就是说参考电压矢量处于低调制区域或者非可观测区域时,是不可能得到最短时间。 的。相电流不可测区域电压矢量图如图3所示。

I I IⅡ Ⅳ VfA, t(a)低调制区域SVPWM波工 I IⅡ(OO1) V6(101)loo)lo)(c)非观测区域 SVPWM波 (d)非观测 区域图3 相电流不可测区域电压矢量图参考电压矢量处于低调制区域的情况如图3(a)所示 ,3个桥臂的占空比几乎相同。在这种情况下 ,7个子时间段变成3个,在3个时间段中,流过采样电阻的电流为0。也就意味着当电压矢量进入如图3(b)所示的阴影区域时,无法采到相电流。

参考电压矢量处于在中、高调制区的情况如图3(C)所示。在相邻的两个空间矢量扇区的边界区域,有两个桥臂的占空比几乎相同。在这种情况下 ,7个子时间段变成了5个 ,两个相电流只能准确获得-相的电流,不能实现三相电流的重构。非观测区域如图3(d)所示,在6个扇区中,阴影部分表示只有-相电流可以被测量出,这个区域为非观测区域。以第-扇区为例,当参考电压矢量进入阴影区域,即非观测区域区域时,电压矢量 V。(100)作用的时间足够长 ,可以通过母线电流重构获得 A相的电流 i。。但是 V2(110)作用时间非常短,不能通过采样电流重构获得 -i 。

3 通过预测状态观测器计算为了解决上述问题,文献[7]提出了附加矢量的方法 ,通过调整-个开关周期内的占空比,获得-个具有不同相位和幅值的附加矢量来减少零向量的作用时间,从而使得能够重构相电流的母线电流可以被采样到。但是这种方法使得PWM产生过程中切换模式变为不再对称,增加了开关损耗,另外,在利用 DSP处理时不易实现。文献[3]采用了PWM波移相的方法,将-个PWM周期内占空比最大和最小的对应的PWM波进行前后平移,来获得足够的采样时间。但是该方法的局限在于:在高调制区域 ,非观测区域内零矢量的作用时间非常小,通过 PWM移相后只能准确获得其中-相的电流值。

本研究采用电流观测器的方法,在中、高调制区域通过-相的电流值,可以很好地获得相对准确的三相电流值 。 。电流观测器的输入量为采样电流与预测电流的误差和相应的开关量等。输出量则为电机定子坐标系下的电流id,i 。对式(1)进行整理可得 :d /dtAi -e ) (4)其 中 :s ,q) ,i ,i )T n ( ,u ) ,e (e ,e ) ,AI- -昌 l' 1 I。

对式(4)进行离散化处理可以得到:1)Fi ( G( ( -e ) (5)其中:FeA,i, G:曰(1-e ),式中: -采样周期,, -二阶单位矩阵。

通过式(5)可以构建-个简单的开环状态观测器,利用实际电流矢量预测下-个采样时刻。但是,这样做存在着预测误差 ,只能初步得到电流的估计值或整流器的参数值。因此,研究者可以定义-个附加项 z,将其与估计值和误差相结合,以得到-个闭环的电流观测器:( 1) ( )G( (n)-e (n)zOO)(n)k sign( 凡)-i (凡)其中: 翊, <0,e (, 1- T/L式中:T-采样时间。

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