用于运动监护的心电模拟前端的设计

随着人们降意识的不断提升、医疗薄需求的不断提高，医院等医疗机构所提供的医疗服务已经不能满足人们日益增长的医疗薄需求，新的医学模式强调预防战略观念，要求医学服务形式从医疗型向医疗、预防、薄型转变1]。

心电信号反映出心脏活动状况，是心血管降的重要指标 ，所以心电检测作为医疗薄的常规项 目具有重要的意义。传统的心电检测以患者前往医院就诊的方式进行，由于设备的限制不可能做到心电的长时间连续测量。动态心电图虽然允许患者自由活动中持续地测量，但佩戴方式复杂，需要 由专门的医护人员进行佩戴；而且贴片电极和导联线的使用-定程度上限制了被测者的活动。运动状态下，心脏的负荷增大，冠心并心肌缺血等症状容易在心电信号中表现出来，所以运动心电更能反映出心脏的降状态l2。传统的心电检测设备和动态心电图都不能满足运动心电检测的要求，所 以开发-款佩戴方便的运动心电检测系统具有重要的意义。

1心电模拟前端的设计需求人 体 心 电信 号 幅度 为 l0u V 5mV，频 率范 围 为0.05-150Hz，由于人体体表接触阻抗很大，在心电采集过程中不可避免的引入各种干扰，如表 l所示：表 1相同面积的各种电极与皮肤接触阻抗 。

湿电极 Ag/AgC1 350KI25nF干电极 金属盘片 1 3MI12nFMEMS 65Ol(1I--非接触 薄膜隔离金属盘片 550MI220pF电极 布料隔离金属盘片 305M134pF主要的噪声干扰包括：(1)工频干扰；(2)射频干扰；(3)肌电干扰口。被广泛采用的 Ag/AgC1电极，由于使用了导电膏，能有效的贴附在皮肤上，从而获得良好的导电性能。但 Ag/AgC1电极存在很多问题，例如长时间使用后导电膏脱水影响信号质量4，人体出汗时容易脱落等等。所以Ag/AgC1电极并不适用于运动状态下的心电检测。为了克服Ag/AgC1电极的缺陷，发展出了很多替代电极，包括与皮肤直接接触而不需要使用导电膏的干电极、采用电容耦合的非接触电极等L4。干电极与非接触电极克服了Ag/AgC1电极长期佩戴所产生的不适，但很难保证与皮肤之间的紧密耦合， 导致电极与皮肤之间的接触阻抗增大。

作者简介：吴隆谊 (1987.)，男，辅，上夯通大学，硕士研究生，研究方向：生物医学仪器，上海，200030何楚楚 (1990-)，女，重庆，上夯通大学，硕士研究生，研究方向：生物医学仪器，上海，200030陈亚珠 (1936-)，女，上海，上夯通大学生物医学工程学院，中国工程院，院士，教授，博士研究生导师，研究方向：生物医学工程技术，上海，200030·5 ·MicrocomputerApplications Vo1.29，No.4，2013 研究与设计 微型电脑应用 2013年第29卷第4期接触阻抗的增大导致心电信号耦合更多的工频噪音，同时由于两个电极之间可能的阻抗不匹配，原本以共模信号形式出现的工频噪音部分转变为差模噪声，增大心电信号处理、难度。所以使用干电极或者非接触电极的心电模拟前端需要满足以下几点要求：(1)由于皮肤接触阻抗很高，要求心电模拟前端具有很高的输入阻抗以及极小的输入偏置电流。

(2)从电极到电路的引线要旧能短，同时采用引线屏蔽技术，减小工频噪声的耦合。

(3)由于电极与皮肤接触不够紧密，在运动中可能会产生移位，引入更大的直流偏置电压。所以心电模拟前端需要采用多级放大的结构，避免过大的直流偏置引起的电路饱和。

(4)心电模拟前端需要对射频噪声与肌电噪声进行滤波处理 。

2心电模拟前端的设计为满足心电模拟前端的性能要求，本文设计出的电路结构，如图 1所示：图l- 电模拟前端的整体结构虽然心电信号受工频噪声干扰最为严重，但只要放大器的共模抑制率 (CMRR)足够高，以共模形式出现的工频噪声就很容易被抑制。现代工艺的仪表放大器的 CMRR很容易达到90dB，完全满足心电放大电路高CMRR的需求。然而，由于两个差分电极与皮肤之间的接触阻抗的不匹配，以及放大器两端输入阻抗的不匹配导致共模的工频噪声转变为差模噪声，严重影响心电信号的提龋若用 Z ，Zib分别表示两个电极的输入阻抗，用 Z ，Zeb表示两个电极的接触阻抗， 垅表示共模电压，根据分压效应可计算出共模转差模的电压 Yah公式 (1)6 Zia- Z ib假设输入阻抗远大于接触阻抗，则式 (1)可以改写为公式 (2)ZeIlA ZeZfAi其中 1Z z )， 三(Zf 6)公式 (2)表明，由于阻抗不匹配所产生的差模噪声与共模电压幅度、接触阻抗与输入阻抗之比、接触阻抗的不匹配率、输入阻抗的不匹配率有关。由于接触阻抗和输入阻抗各 自的不匹配很难避免，同时干电极和非接触电极的接触阻抗 乙 比较大，所以可以通过降低共模噪声幅度和提高输入阻抗 来减小由共模产生的差模噪声。本设计采用导线屏蔽驱动电路减小工频噪声对电路的共模耦合，同时采用具有极高输入阻抗 (100Gfl3pF)的仪表放大器 INA333作为电路前级，减小共模转差模效应。

·6·心电信号幅度很小(10 u V-5mV)，通常要放大500～1000倍才能进行模数转换，然而两差分输入 电极问存在最大300m V的直流偏置，若-次性放大，势必导致电路饱和，所以采用多级放大的设计。-级仪表放大电路，利用仪表放大器高 CMRR的特性，消除共模噪声，同时利用积分反馈电路消除直流偏置。由于无法避免的共模转差模效应，-级仪表放大电路的输出信号中仍然存在幅度可观的工频噪声，如果直接进行二级放大，信号中的工频噪声将和心电信号-起同时被放大，不利于心电信号的提龋所以在-级仪表放大和二级放大之间设计工频陷波器用于抑制工频噪声。

2.1导线屏蔽驱动电路的设计降低共模的工频噪声干扰可以采用导线屏蔽技术。通常将导线外的屏蔽层接地，但是由于导线和屏蔽层之间形成电容，降低了电路的输入阻抗。为克服这-缺点，本文设计了导线屏蔽驱动电路～电极输入的信号经过电压跟随器驱动屏蔽层，使信号线与屏蔽层的电位保持-致，减少了工频噪声的耦合，同时由于运算放大器的输入阻抗很高，不会对电路的输入阻抗产生明显的影响。电压跟随器采用TI公司的运算放大器 OPA2333，该运放具有极低的输入偏置 电压(10 u v)，极低的温漂 (0.05 1 V/C)，极低的功耗 (静态电流 17 u A)，而且具备-定的容性负载驱动能力。电压跟随器的输出电压以0.99的比率驱动屏蔽层，这样可以提高驱动电路的稳定性，如图2所示：OK 00忙)上口r-< 匕 1 I I l。 避 a图 2导线屏蔽驱动电路2.2-级仪表放大电路的设计- 级仪表放大电路采用 TI公司的仪表放大器 INA333，INA333利用斩波技术实现零漂移，具有极低的输入电压噪声 (50nV/Hz)，极低的失调电压 (25 V)，极低的静态电流 (75 A)，可实现高精度与长期的稳定性。INA333输入端集成了特殊结构的射频滤波器，截止频率为 8MHz，能够大幅度降低射频干扰，显著降低了射频噪声引起失调电压变化而产生的影响6。集成的射频滤波器不仅简化了电路结构，而且避免了采用阻容滤波导致输入阻抗降低的问题，如图3所示：图3-级放大电路由于心电信号中存在最大300mV的直流偏置电压，所以仪表放大器的放大倍数不能太高，否则容易饱和。选择RG25kf2 ，设置放大倍数为5倍，此时 INA333的共模抑制比高达 100dB，满足要求。利用运算放大器 OPA2333和电阻R1，电容 C1，构成积分电路，其输出电压反馈到仪表