基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器

在许多应用诚，如通信系统、旋转机械、测震学等诚，都要求使用具有高精度、快响应的频率检测器 。例如，在通信系统中，无论是时钟信号频率同步还是信号调制，都要求用到频率检测器。频率检测器通常作为-个IP核嵌套在SOC系统中，而不是-个单独的芯片。通常来说，频率检测器可以根据其采用的结构分为两类：数字方式检测和模拟方式检测。

数字检测方式需要-个精确的时钟信号，研究者利用计数器来实现对频率的检测。为了减少成本，研究者希望芯片集成化，不能有外围器件，这就要求时收稿日期：2013-01-22作者简介：沈亚丹(1987-)，女，浙江杭州人，主要从事模拟电路方面的研究与设计工作.E-mail：qiuniuyimao###sina.corn通信联系人：何乐年，男 ，教授，博士生导师.E-mail：helenian###vlsi.zju.edu.corn机 电 工 程 第 30卷钟信号由内部电路产生。而内部时钟信号的产生需要电容和电阻，受工艺变化和工作温度的影响较大，将引起检测精度的下降。此外，传统的数字检测方式只能检测到输入时钟与参考时钟的大相位差，因此引人了-个不可忽视的频率失调量 ]，许多文献提出了解决该问题的改进数字检测方式。例如，可以采用延迟线的时间数字转换器，使得在参考电压频率不高的情况下也能获得较高的检测精度，但代价是需要全定制的集成电路设计 引；也可以采用大量的滑移检测器，产生-个精确的数字频率检测器，但这种方法需要增加延迟时间订]。

模拟检测方式的频率失调量要比数字检测方式小，但它的检测速度也较慢。采用模拟检测方式的频率检测器首先产生-个与被检测信号的频率成比例的电压 ，实现从频率到电压的转换。通常有两种方法实现这种转换，即间接转换方式和直接转换方式。间接转换方式先将频率转换成占空比，再转换成电压 ，这就需要较长的转换时间。直接转换方式不需要将频率转换成占空比，但要增加-个额外的电路来判断输出结果是直流量还是方波信号，以向下-级电路提供-个可直接辨认的输入量 。这样，电路复杂度和检测时间都会不可避免地增大。在模拟检钡4方式的频率检测器中，需要用到电阻和电容 ，受工艺变化和工作温度影响较大。为了消除这种精度影响，要求增加片外器件，这在SOC中是不可取的。

为了同时获得高精度和快速响应，本研究提出-个基于类状态机(RSMC)的改进的模拟检测方式。

该频率检测器的检测时间可以自调节，且与输人信号频率有关。电路中还有-个频率编程电路(FPC)，用于扩展该频率检测器的应用范围。

1 频率检测器结构本研究设计的频率检测器(FD)电路图如图1所示 ，分为 3个部分 ：频率编程电路 (FPC)、类状态机(RSMC)和中心电路(CORE)。CORE主要由模拟电路和判断电路构成。

SELECTI，输入时钟信号CLOCK直接送入后续拈进行频率范围检测；SELECT0，CLOCK信号经过十分频后送人后续电路进行检测。

EN置1，模拟电路启动，整个频率检测电路开始工作。RESET置1，对电路进行初始化，再置0，整个电路进入正常工作。FPC拈对输入时钟信号CLOCK和输入逻辑信号SELECT进行处理，产生RSMC拈的输人时钟信号FIN，FIN的信号周期为Ts。RSMC产图1 频率检测器的电路框图RESE，I整个电路的复位信号；CLOCK-频率检测器的被检测信号；SELECT-FPC的频率范围选择信号；EN-模拟电路的使能信号；FD-F 低频检测结果；FDFH-高频检测结果 ；FD RESE IL频率范围检测结果生周期性方波信号.s。、.s：和Js，，用来控制CORE拈的工作状态，实现频率检测功能。s 、Js 和Ls，的时钟周期相同(T叶16 )。Js 控制模拟电路中从输人信号的频率向电容电压 。和I/c 转换的过程，电压l/c。

和 ：会在判断电路中被检测；S 信号控制判断电路的检测结果输出到FDFL、FD-FH和FD-RESET。S。

控制模拟电路中的电容 C 和 C 在下-个周期来到前清零，保证每个周期都能正确检测输入信号的频率。

1.1 频率编程电路(FPC)FPC的功能如表 1所示 ，当SELECTI时，F刚Fc眦 ；当SELECT0时，F刚Fc /10(式中：F -FPC输出时钟信号FIN的频率；F -输入时钟信号CLOCK的频率)。当RESETI时，FPC内的十分频模块被复位。

表1 FPC功能表条件 频率 FSELECTlSELECT0FFⅢFcLlcKFnNFclcK/101.2 类状态机(RSMC)类状态机的电路结构如图2所示，它采用组合逻辑产生CORE拈的状态控制信号 。、 ：和 。 、Js 和s，与输人信号FIN的频率相关。信号FIN、RE-SET、Q 、Q：、Q，、Q 、S。、S 和s 的关系如图3所示。

在下-节中将说明，CORE有5个工作状态，分别表示为reset-state、state 1、state2、state3和state4。这些状态由RESET、S 、S 、S 和 .s 共同决定。状态re-set-state只在RESETI时出现，为 CORE的初始化状第8期 沈亚丹，等：基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器nQ， nQ藿宣) 0图2 类状态机(RSMC)路图- ； 观 ； 睨 戮 图3 类状态机(RSMc)中各信号时序图态。频率检测器进入正常工作后，状态statel、state2、state3和state4依次周期性出现。周期为：TI)T16/FnN；持续时间分别为：t 4/F ，t 11/FFIN，t，0.5/FⅢ和 t40.5IFnN。

1-3 CoRE拈CORE由模拟电路和判断电路构成，它共有5个工作状态，分别表示为reset-state、state l、state2、state3和state4。这些状态由信号RESET、S 、S 、S，和 .s控制 ，CORE工作状态与类状态机信号的关系如表2所示 。在状态 restate-state期间 ，FDFL、FDFH和FD RESET保持0电平，不受输人时钟信号的影响。

在状态statel期间，模拟电路中的电容c，和c：会根据输入时钟信号的频率被充电 和 。在状态state2期间，电容上的电压维持 。和 ：不变，同时判断电路中的比较器对这两个电压进行检测，给出判断结果。当CORE的状态从 state2跳变到state3时，判断电路的检测结果输出到FDFL、FD-FH和FD-RESET；注意这些输出结果只在每次状态从state2跳变到state3时才发生改变，其余时刻输出结果不会改变。在状态state4时，电容c 和c：上的电荷被放电到地。

表2 CORE工作状态与类状态机信号的关系状态statel的持续时间决定了电容电压 和的值：模拟电路中的电阻电压 为： ×R (2)和 与 进行比较，比较结果决定了输出信号 FD-FL、FD--FH和 FD-RESET。如果 > ，则FD FL1，否贝0FD-FL0；如果 1/c< ，贝ⅡFDFHI，否 贝0 FDFH0；如 果 FD-FLI或 FDFHI，贝ⅡFD- RESETI，否则FDRESET0。假设 R 为 FDFL从0变为1时的低频检测点， 为FDFH从0变为1时的高频检测点， 和， 的表达式为：RSMC和CORE组合后，功能如表3所示。该设计中，笔者设置 2 MHz，F 7.5 MHz。

表3 CoI 和类状态机组合后的功能1.4 检测频率为了设置 2 MHz，F 7.5 MHz，根据式(3)，本研究选择 R640 kl，ClO.781 pF，C O.625 pF，Jbl0.6 A，b23 A， b32 A。

当被检测信号的频率F 在 或F 附近时，噪声会引起检测结果的误触发，使得输出结果不停地随噪声翻转。应用在SOC系统中时，其他数字拈会引人大量噪声信号，引起这种不希望出现的现象，因此本研究需要在比较器中加入磁滞窗口。带迟滞的比较器电路结构如图4所示。

- tFD 图4 带迟滞窗口的比较器电路图-～ ～ -l× × -C· 940· 机 电 工 程 第30卷迟滞窗口大小为：壁J2( ) ( ) (4)式中：(w/L) ，(w/L)，，(w/L) -晶体管 M 、 和 的宽长比。

通过选择合适管子尺寸，本研究将高频迟滞窗口和低频迟滞窗口都设为0.1 MHz。

1.5 检测时间本研究设计的频率检测器对输入信号时钟进行周期性检测 ，因此检测时间由检测周期决定 (To 16/F )，低频检测和高频检测的时间分别为TL16/F 和T 16IF H。设置 2 MHz，F 7.5 MHz，因此 I 8 s， H2.13 s。

检测信号周期T。 16/F川，显然频率检测器的检测时间与被检测信号的频率直接相关。换-句话说，本研究提出的频率检测器的检测时间是 自调整的，检测时钟信号所需的时间随频率而变，信号频率越高，则检测时间越短。这是数字检测方式所不具备的特性。在采用数字检测方式的频率检测电路中，检测时间是固定的，由参考时钟信号决定。为了保证能够检测出低频信号，系统要求检测时间足够长。假设检测低频 、高频信号需要检测时间分别为8 Ixs、2.13 s，那么系统需要保证将检测时间至少设置在8 s，以能够同时检测出高频信号和低频信号。这样，对高频检测来说，就白白多消耗了检测时间。

2 仿真结果本研究提出的基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器采用的工艺是SMIC18pf，具有 1层poly和4层金属。最终的版图如图5所示 ，芯片面积为0.071 mm 。由于这只作为SOC系统中的-个IP核，图中并未画出pad和ESD。该频率检测器的性能参数如图5 频率检测器的版图实现(未加pad和ESD)表4所示。模拟电源和数字电源分别为3-3 V和1.8 V。SIMC18pf33艺提供了两种类型的电容(MIM和PIP)。这两种电容的工艺变化范围都很大，分别为-17% 25%和-23%～43%。还可以使用晶体管构成MOS电容，其工艺变化范围为-2.5%-2%，远小于MIM电容和PIP电容的变化率。因此该设计中的c。、G 选择了MOS电容，其宽 、长L、个数multiplier如表4所示。

表4 频率检测器参数特性参数名 参数值模拟供电电源AVDD数字供电电源DVDDClR功耗3.3 V1.8 V12.4 Izmxl0 m×212.2mxl0 Imx2640 kQ<100 W仿真结果如表5所示。从表5可以发现，后仿真结果与前仿真结果基本没有差别。

表5 频率检测器仿真结果FLDEsc-低频检测电压；FL -低频迟滞窗口；FH.R -高频检测电压；FH - 高频迟滞窗口；P 。，P 。-模拟电源和数字电源贡献的功耗本研究提出的频率检测器与数字方式频率检测器口。的比较结果如表6所示，对比了检测时间、检测频率偏差、功耗和芯片面积这些重要特性。检测频率偏差代表了检测精度，偏差越小则精度越高。从比较结果来看，本研究提出的频率检测器检测时间更短，功耗更少，面积更校但它的检测频率偏差大，这是由于SMIC18pf提供的MOS电容和电阻的工艺变化大。

表6 频率检测器性能比较第8期 沈亚丹，等：基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器 ·941·数字方式频率检测器的检测频率偏差要小得多，但这是在电路提供了-个精确的参考时钟信号的前提下获得的，这就要求电路有外围器件。然而，该设计的频率检测电路作为-个SOC系统的IP核，不希望出现片外器件，因此该方案并不适合本次设计。根据本次文献调研发现，在不采用片外器件的前提下，电阻和电容的工艺偏差对频率检测精度的影响不可避免，因此本研究的频率检测器的精度受限于设计要求。

3 结束语本研究提出了-个采用改进的模拟检测方式的频率检测电路。该电路由类状态机控制，工作在不同的工作状态下。在没有外围器件的情况下，该电路同时获得了良好的精度和快速的响应速度，并且检测时间随输入信号的频率而改变。该频率检测器采用SMIC18pf工艺，具有 1层poly和4层金属，不考虑ESD和pad，整个芯片面积为0.071 mm 。仿真结果与设定的性能参数-致。低频检测点设置在频率 2 MHz处，变化范围为-15%-20%；高频检测点设置在频率F 7.5 MHz处，变化范围为-12%-十2O%，两者的检测时间分别为TL15.53 s和 2.3 s。3-3 v的模拟供电电源提供能耗59.8 w；1.8 V的数字供电电源提供能耗6.4 w，总功耗为66.2 w。

致 谢本设计得到了杭州中天微系统有限公司的支持，特在此向该公司的工程师黄凯以及他的同事表示感谢。 。